FBM230 P0926GU 电机驱动中的dV/dt验证

　　使用示波器可以快速、实用地测试逆变器的边沿陡度，而无需手动评估时域中的每个边沿——电机驱动中的dV/dt验证—可以在实验室开发过程中应用，也可以直接应用于现场最终客户的最终应用。

　　为什么dV/dt验证很重要?

　　如果电机相电压的边缘陡度(以下称为dV/dt)过高，会通过电机绕组中的局部放电导致绕组损坏。业界广泛使用的限值为5 kV/μs。必须遵守并检查限值，以保护电机。虽然这通常是在开发过程中通过实验室中的双脉冲测试来执行的，但本文主要关注在实际操作条件下对最终应用的测试。

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　　了解相电流周期内有许多不同的边沿非常重要。在50 Hz相电流和2 kHz开关频率下，有80个不同的边沿，包括40个正边沿和40个负边沿。在16 kHz时，已经有640个边沿需要针对各种负载条件进行评估。因此，需要一种快速测量方法，因为在时域中对每个单独边缘的手动评估太耗时。

　　边沿的陡度及其在相电流周期内的分布主要取决于功率半导体及其栅极电阻。其他次要影响因素包括电机负载、空载时间(软开关)期间的瞬态过程、相电流方向、相电流幅度、功率因数、PWM(脉宽调制)类型、二极管快速性、电缆类型和长度、半导体温度以及电路板和电源模块的布局。

　　dV/dt是如何确定的?

　　用示波器记录以下两个参数:

　　a)相电流

　　b)开关相电压

　　图一。相电压和相电流测量点示意图。图片由提供博多的动力系统[PDF]

　　现在，在示波器数学通道的帮助下，对切换的相电压进行微分和缩放。微分将边缘陡度从时域转换到振幅域。缩放将结果标准化为kV/μs。

　　转换到振幅域的优点是结果可以直接在y轴上读取。因此，不再需要对时域中的每个边缘进行费力的评估。

　　数学频道的公式:

　　kVμs=derivative(Phasevoltage)×10−9s����=����������(�ℎ����������)×10−9�选择测量周期很有用，这样示波器上正好显示一个完整的相电流周期。这意味着特定工作状态的所有边缘都可以在单次拍摄中记录和映射。

　　评估测量结果

　　dV/dt可以直接从数学通道读取。一眼就能看出一个周期的所有边沿是否都在设定的限值范围内，或者是否超过了限值(图2中的绿色尖峰)。

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　　图二。dV/dt测量(2.2 kW三相异步电机，空载)

　　CH1 =相对于DC的相电压

　　Ch2 =相电流

　　MC = dV/dt

　　如果上例中的参考限值为5 kV/μs，则可以立即看出，除了相电流的过零区域之外，该限值已被显著超过。

　　图3和图4显示了(a)下降沿和(b)上升沿的特写镜头。您可以清楚地看到dV/dt计算如何映射真实边缘。

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　　图3。下降沿(详图)(90 W三相异步电机，空载)

　　Ch1 =相对于DC的相电压

　　Ch2 =相电流

　　MC = dV/dt

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　　图4。上升沿(详图)(90 W三相异步电机，空载)

　　CH1 =相对于DC的相电压

　　Ch2 =相电流

　　MC = dV/dt

　　边缘/IGBT分配

　　如果边缘陡度太高，必须进行优化。在最简单的情况下，可以调整栅极电阻。为了优化，每个太陡的边沿都必须分配给负责的IGBT(绝缘栅双极晶体管)及其开关方向。简单来说:你必须知道是HS(高端)还是LS(低端)IGBT负责，以及它目前是打开还是关闭。分配需要区分(a)相电流的方向和(b)dV/dt的方向。

　　下表列出了正确的分配:

　　表1。负责IGBT到边缘的分配表。图片由提供博多的动力系统[PDF]

　　图5以图形形式展示了上表的内容。

　　图5。图形表示:将负责的IGBT分配给相应的边缘。图片由提供博多的动力系统[PDF]

　　下面给出一个实际例子。图6显示了平顶PWM开关逆变器的IGBTs分配。

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　　图6。dV/dt测量(2.2 kW三相异步电机、平顶PWM、负载)

　　Ch1 =相对于DC的相电压

　　Ch2 =相电流

　　MC = dV/dt

　　橙色箭头:dV/dt =正&相电流=正= >打开高速IGBT

　　紫色箭头:dV/dt =负&相电流=负= >打开LS IGBT

　　绿松石箭头:dV/dt =负&相电流=正= >关闭高速IGBT

　　绿色箭头:无边缘;即，它是来自相邻相位的陡沿电容耦合。

　　注意:由于电机相位之间的快速边沿和高电容耦合，会出现串扰现象。这些通过相电压上的陡脉冲变得可见，因此，也通过这里介绍的方法进行评估。然而，这并不重要，因为由于物理原因，串扰现象不会比边缘本身更陡。如果有疑问，放大测量将提供关于它是边缘还是串扰现象的信息。

　　表1中等效电路图的注释

　　绘制一个相的半桥的等效电路图可以简化对换向行为的解释，因为每个等效电路图只包含一个有源IGBT。如果相电流为正，则相的半桥作为降压级工作，如果相电流为负，则作为升压级工作。因此，一个相的半桥可以分解成两个等效电路图，即降压阶段和助推阶段。这样做时，二极管模拟反向IGBT的反并联二极管，该二极管在死区时间内总是导通的。(前提条件:无间隙运行，这在逆变器运行中几乎总是存在)。

　　提高测量质量

　　为了获得良好的结果，必须克服许多障碍，因为计算出的dV/dt的质量和精度在很大程度上取决于数学通道的噪声。它发生在计算过程中，不是信号噪声!

　　注意:计算出的dV/dt的精度很大程度上取决于噪声。

　　计算dV/dt = (dV +噪声)÷ dt

　　为了获得正确的结果，噪声必须显著小于开关边沿的dV/dt(信噪比)。因此，了解噪声来自哪里以及如何将噪声降至最低非常重要。

　　图7。噪声的概念表示。图片由提供博多的动力系统[PDF]

　　注意:可以通过以下方法降低噪声:(a)提高垂直AD分辨率，(b)尽可能缩小测量范围，以及(c)降低采样速率。

　　下面的比较说明了更高的AD分辨率和更长的采样时间如何降低噪声。比较以下测量设置:

　　a) 15位AD分辨率/ 8 ns采样时间(图8)

　　b) 8位AD分辨率/ 2 ns采样时间(图9)

　　图8显示了高的AD分辨率(15位)和长的采样时间(8 ns)导致低的噪音。

　　图片由提供博多的动力系统[PDF]

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　　图8。低噪声，15位/ 8 ns

　　CH1 =相对于DC的相电压

　　Ch2 =相电流(滤波)

　　MC = dV/dt

　　图9显示了低的AD分辨率(8位)和短的采样时间(2 ns)导致高的噪音。

　　噪音的差异清晰可见。在图9中，噪声甚至高于常用的限值(> 5kV/μs)，因此不能用于该限值测量。

　　图片由提供博多的动力系统[PDF]

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　　图9。高噪声，8位/ 2 ns

　　Ch1 =相对于DC的相电压

　　Ch2 =相电流(滤波)

　　MC = dV/dt

　　数学频道的噪音是从哪里来的?

　　原因本质上是示波器的AD转换器的量化噪声。它会导致高频幅度误差。它会在数学通道的微分过程中导致dV/dt误差。数学通道中的噪声是所有dV/dt误差的序列，量化误差(AD分辨率和测量范围)越大，采样时间(速率)越短，噪声就越大。

　　选择合理的采样时间

　　随着采样率的增加，噪声增加，结果质量降低。

　　因此，有必要选择一个合理的采样时间。采样时间必须(a)足够长，以保持足够低的噪声;( b)足够短，以确保边沿采样具有足够的分辨率。

　　一个好的折衷方案是选择一个采样时间，在一个边缘内创建大约3个测量段(4个样本)。

　　例如，对于32 ns的边沿时间，采样速率应该约为8 ns(80%/20%)。

　　这如图10所示。光标之间的时间相当于8 ns，因此等于可感知的采样时间。在边缘内测量三个不同的截面。边缘被充分良好地采样。这是采样时间和噪声之间的一个很好的折衷，可以得到很好的信噪比。

　　图片由提供博多的动力系统[PDF]

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　　图10。边沿长度与采样时间的关系

　　Ch1 =相电压

　　准确性、局限性

　　当然，这种方法有其局限性。计算的边缘陡度总是两个测量点之间的平均值。如果这些点之间有更陡的部分，则不会被检测到。然而，实验表明，对于实际的、非科学的评估，可以获得良好的结果。这种方法不太适合科学要求，因为在科学要求中，即使是边缘的最小部分也必须进行评估。这种情况下，必须以最大可能的采样速率对每个边沿进行采样，并在时域中费力地进行评估。

　　已经表明，形成相电压的导数是评估电机驱动的边缘陡度的快速、简单和实用的方法。选择合理的采样速率、良好的垂直分辨率和尽可能小的测量范围非常重要。